從( 2)式也可看出，組成電流復(fù)用結(jié)構(gòu)的跨導(dǎo)是兩個晶體管的跨導(dǎo)的總和。

當(dāng)輸入信號為正時，M_RFN工作于飽和區(qū)，M_RFP工作于截止區(qū)并等效成電阻R_RFP，此時，整個電流復(fù)用結(jié)構(gòu)等效成一個n溝道的共源放大器，同理，當(dāng)輸入信號為負(fù)時，該結(jié)構(gòu)等效成一個p 溝道的共源放大器，該電流復(fù)用結(jié)構(gòu)組成了推挽電路并增大了電路的動態(tài)范圍，提高了電路的線性度。

1. 3、倍頻電路

為了進(jìn)一步分析本振信號倍頻原理，將本文設(shè)計混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨給出，如圖3所示。根據(jù)式( 1)，晶體管M_LON1和MLON2的漏電流I_LON⁺ 和I_LON^- 可表示為：

（3）

這里，v_LO是LO 正弦輸入信號，且

a_LO是該信號的幅度，△V_LON = V_LO - V_TN是M_{LON 1}和M_{LON 2}的過驅(qū)動電壓。根據(jù)式( 3)，流經(jīng)電流復(fù)用電路和倍頻電路的總電流I_CR為I_LON⁺ 、ILON^- 的和，即得：

（4）

其中：

該信號即為LO 的2次諧波信號。

從式( 4)可看出，在節(jié)點V_COM 處產(chǎn)生了LO 倍頻信號i_2LO，同時基頻信號被抵消。假設(shè)電感的阻抗為Z_LE = R_LE + j2ω_LOL_E，混頻點處的電壓V_a 可表示為：

（5）

其中，L_E 和R_LE分別是電感的值和寄生負(fù)載，根據(jù)式( 5)，由于該電感的存在，混頻處的電壓幅度V_a 大于V_COM，這提高了進(jìn)入混頻器的LO 二次諧波信號的功率，也就是說提高了有用信號的功率，所以有助于提高該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的線性度，同時也有利于減小噪聲系數(shù)。

圖3、倍頻電路

1. 4、其他設(shè)計考慮

根據(jù)參考文獻(xiàn)，我們在電路設(shè)計過程中做了以下考慮。從轉(zhuǎn)換增益考慮，△VLO必須較小，而βRFN和βRFP必須較大。當(dāng)β_RFN和β_RFP大到一定程度時，M_RFN 和M_RFP 將進(jìn)入弱反型區(qū)，當(dāng)M_RFN和M_RFP都處于弱反型區(qū)時，轉(zhuǎn)換增益將會急速增加，但是同時，線性度將急劇惡化。幸運的是，我們可以通過增加LO 的功率來同時提高轉(zhuǎn)換增益和線性度。

這與吉爾伯特混頻器有所不同，對于吉爾伯特結(jié)構(gòu)來說，增加LO功率只能使轉(zhuǎn)換增益增加，但是線性度會惡化。所以在設(shè)計過程中，必須考慮使用適當(dāng)?shù)腖O 功率和△V_LO，電流復(fù)用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設(shè)置偏置，使△V_LO處于弱反型區(qū)來得到低功耗，同時從電流復(fù)用對上補(bǔ)償線性度，并通過設(shè)置合適的LO功率得到適當(dāng)?shù)霓D(zhuǎn)換增益。

2、電路仿真

本文混頻器電路設(shè)計基于SM IC0. 18  m 標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝庫，運用ADS進(jìn)行了仿真。混頻器工作在1. 8 V 電源電壓下，射頻輸入頻率1. 575 GHz，功率為- 30 dBm；本振頻率789. 5 MH z，功率為- 5 dBm。

圖4給出了轉(zhuǎn)換增益和三階交調(diào)截至點( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm，本振信號功率為- 5 dBm時轉(zhuǎn)換增益達(dá)最大為20. 848 dB；本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm，IIP3緩慢增加到- 3 dBm，然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm，轉(zhuǎn)換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時開始下降，IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動。仿真結(jié)果顯示，該混頻器具有高增益、高線性度的優(yōu)點。