MIMO (多重輸入輸出)運(yùn)用技術(shù)和射頻的波束成型技術(shù)已被證明是在寬帶無(wú)線接入(BWA)系統(tǒng)上，可達(dá)到最高數(shù)據(jù)吞吐量和高頻譜利用效率的技術(shù)。在這些系統(tǒng)中，關(guān)鍵點(diǎn)是對(duì)已知射頻路徑的調(diào)相，并同時(shí)對(duì)所有信號(hào)取樣。

為了滿足這些要求，系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員通常使用一個(gè)屬于單一本地振蕩器(LO)來(lái)源的共同參考頻率，并分給兩個(gè)獨(dú)立的通道。基站接收器的線性規(guī)格和發(fā)射器的誤差矢量振幅值(EVM)規(guī)格，以往會(huì)要求混合式的實(shí)作形式，納入各級(jí)整合方塊，并選擇個(gè)別的高性能低噪聲放大器(LNA)、混頻器、增益方塊和轉(zhuǎn)換器，以滿足系統(tǒng)的目標(biāo)。

在具有2RX×2TX能力的現(xiàn)代積體組件上，其性能水平已經(jīng)足以將這些系統(tǒng)的實(shí)作，包括高性能的內(nèi)建接收器、發(fā)射器、合成器和轉(zhuǎn)換器都共存于一個(gè)組件上。

事實(shí)上，整合組件的性能已經(jīng)從以客戶端設(shè)備(CPE)定位的產(chǎn)品，到微微型基站及微型基站(Pico and Micro-basestation)性能水平的產(chǎn)品，并且迅速接近完整基站的性能水平。高性能2×2整合組件已經(jīng)面世，并且是用來(lái)實(shí)現(xiàn)射頻同步的最佳選擇，因?yàn)槿绱吮憧晒蚕斫M件上所有的資源。

為了發(fā)揮MIMO概念的優(yōu)點(diǎn)，系統(tǒng)規(guī)劃人員定義4×4、8×8，甚至更復(fù)雜的配置。隨著系統(tǒng)復(fù)雜度增加，同步化的工作也隨之增加，材料清單亦然。本文介紹了整合型收發(fā)器如何通過(guò)減少?gòu)?fù)雜度、組件數(shù)量和成本來(lái)簡(jiǎn)化設(shè)計(jì)，并同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)出色的微微型基站及微型基站系統(tǒng)性能。

整合型收發(fā)器有利同步系統(tǒng)要求

為了產(chǎn)生所要求的射頻波束成型樣式，兩個(gè)射頻信號(hào)之間的固定關(guān)系必須存在于MIMO系統(tǒng)所有信道的兩兩之間。傳統(tǒng)上用來(lái)建立這些關(guān)系的方法是分配共享合成器的輸出給接收方塊和發(fā)射方塊，這樣它們都會(huì)具有完全相同的調(diào)相，確切的路徑可以特征化并校準(zhǔn)，使通道之間的相位差可以求得。一旦建立了關(guān)系，波束成型技術(shù)可以用來(lái)實(shí)現(xiàn)所要求的接收或發(fā)射樣式。

對(duì)于2×2的MIMO系統(tǒng)而言，整合收發(fā)器的選擇顯示于圖1的虛線框內(nèi)，可以用來(lái)有效實(shí)現(xiàn)同步系統(tǒng)。接收器和發(fā)射器的組件都有一個(gè)共同的LO路徑，以便信道的調(diào)相在任何時(shí)候都是固定的。

圖1　2×2 MIMO基站架構(gòu)

在4×4或8×8(甚至信道更多)的系統(tǒng)，基帶處理器使用的參考信號(hào)，其同步化須要實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)的一致性。使用全球衛(wèi)星定位系統(tǒng)(GPS)鎖定頻率發(fā)生器來(lái)同步化基帶頻率將會(huì)在相關(guān)的文章中探討，但同步化這個(gè)基本的問(wèn)題也會(huì)在這里解決，因?yàn)橥交鶐Ш蜕漕l兩者，同樣會(huì)用來(lái)同步整合的系統(tǒng)。

基帶同步為射頻調(diào)相技術(shù)關(guān)鍵

所有的組件被同步到相同的參考頻率還必須參照一個(gè)在射頻信道上已知的相位。正如剛才提到的整合解決方案包含必要的LO產(chǎn)生電路，這樣就可以簡(jiǎn)單利用內(nèi)建的資源簡(jiǎn)化2×2的系統(tǒng)。然而在高階系統(tǒng)，射頻同步化的任務(wù)更加復(fù)雜。

每個(gè)組件的信道合成器利用其自身的鎖相回路(PLL)，產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)來(lái)強(qiáng)制讓原本頻率自由振蕩的壓控振蕩器(VCO)對(duì)準(zhǔn)到所需的頻率。將多個(gè)整合組件的VCO同步化，使它們的相位一致是非常困難的。正因?yàn)槿绱耍o所有組件共享一個(gè)外接LO會(huì)消除這些問(wèn)題。可以外接LO的組件顯然最適合這樣的任務(wù)。

單芯片2×2的MIMO組件，如業(yè)者已推出包含同步化電路，用來(lái)調(diào)整基帶合成器的頻率邊緣。此外，該組件除了能夠?qū)ι漕l輸出信號(hào)進(jìn)行取樣之外，還包含外接LO的能力。有了基帶同步化以及已知射頻輸出信號(hào)的相位，應(yīng)用射頻調(diào)相技術(shù)的功能便可以設(shè)計(jì)出來(lái)。

圖2顯示業(yè)者所推出單芯片2×2的MIMO組件的簡(jiǎn)化方塊圖。要產(chǎn)生給定系統(tǒng)的一個(gè)特定取樣率，會(huì)使用一個(gè)N分頻PLL，可在40MHz的范圍內(nèi)的任何參考頻率中，合成出基帶頻率參考信號(hào)。對(duì)于2×2的系統(tǒng)，參考頻率可以是內(nèi)含的或外接的。基帶頻率是在兩個(gè)接收器和兩個(gè)發(fā)射器之間共享，所以并不須要另外設(shè)計(jì)同步化功能。同樣的，射頻LO是共享的，所以RX和TX信號(hào)的相位一致性則是與生俱來(lái)。

圖2　單芯片2×2的MIMO組件方塊圖

對(duì)于4×4及具有更多信道的基站系統(tǒng)，通常可用GPS鎖定外部參考頻率，因此所有收發(fā)器組件都會(huì)假定有這個(gè)功能并加以利用。從基帶控制器發(fā)出同步化脈沖的應(yīng)用上，組件的基帶PLL被有計(jì)劃的重置，因而達(dá)到基帶頻率的相位對(duì)準(zhǔn)。在圖3中是個(gè)兩組件的示意圖，但是可以用更多的組件以相同的方法串接下去。

圖3　業(yè)者推出的基帶多芯片同步示意圖

選擇具有所需數(shù)據(jù)速率的整數(shù)倍參考頻率頻率，將使得BBPLL運(yùn)行在整數(shù)模式，所以不會(huì)發(fā)生N分頻合成才會(huì)有的抖動(dòng)。例如圖4說(shuō)明了對(duì)于一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的全球微波存取互通接口(WiMAX)10MHz通道，取樣率需要的是11.2MHz，所以會(huì)使用頻率44.8MHz的外接振蕩器。SYNC_IN脈沖的時(shí)序相對(duì)來(lái)說(shuō)就不算太嚴(yán)格。

圖4　MIMO組件基帶多芯片同步SYNC_IN脈沖時(shí)序

BBPLL的同步，可以通過(guò)在示波器上觀察每顆芯片的BBPLL頻率輸出來(lái)檢查。它們?cè)谕匠绦蛲瓿珊缶蜁?huì)重疊。借著配置單芯片2×2 MIMO組件的某一支可程序輸出接腳作為BBCLK，便可以很容易地以基帶控制器，或是在示波器上顯示，將BBPLL同步測(cè)量出來(lái)(圖5、圖6)。

圖5　在同步之前單芯片2×2的MIMO組件IC1與IC2的頻率信號(hào)圖(初始階段為隨機(jī))。

圖6　在同步之后，單芯片2×2的MIMO組件IC1與IC2的頻率信號(hào)(相位對(duì)齊)

業(yè)者推出的兩款產(chǎn)品VCO，結(jié)構(gòu)差別在于已開啟信道信號(hào)的產(chǎn)生方式。一個(gè)在VCO產(chǎn)生信道頻率的兩倍頻如在2.5GHz操作下，其VCO頻率為5GHz。另一組件則是VCO產(chǎn)生信道頻率的四或三倍頻如在3.6GHz操作下，其VCO頻率為4.8GHz。內(nèi)部合成器提供約-40dB(1%)EVM的卓越性能，但這兩顆芯片也已經(jīng)可以使用外接LO來(lái)源，因?yàn)椋绱艘粊?lái)，便可以得到更高的性能。如果使用一個(gè)適當(dāng)?shù)牡驮肼曂饨覮O信號(hào)，EVM性能可提高到優(yōu)于-45dB(0.56%)。

在多芯片系統(tǒng)，需要多重天線波束成型如4TX×4RX，這時(shí)共同外接LO就可以保證組件間的相位一致性。如前所述，應(yīng)用于前述兩種組件上的LO信號(hào)不是直接用作信道頻率。這里用到的LO在芯片上被分給自行運(yùn)作的分頻器，用來(lái)產(chǎn)生已開啟通道的LO。因此，簡(jiǎn)單地采用外接LO就不用同步，但兩個(gè)組件之間的調(diào)相，仍可以通過(guò)交叉耦合(Cross-coupling)現(xiàn)有的功率檢測(cè)器，很容易地測(cè)定出來(lái)，然后一起比較兩個(gè)接收信道的數(shù)據(jù)樣本。在VCO頻率是倍頻的組件中，所以產(chǎn)生的TX信號(hào)，其相位不是同相就是超出180度。而另一組件采用了四或三倍頻的VCO/信道頻率關(guān)系，由此產(chǎn)生的TX信號(hào)相位將會(huì)是四種可能值之一，不是0度，就是90、180或270度。在4TX乘4RX系統(tǒng)下，要測(cè)定TX信號(hào)相位的電路連接圖介紹見圖7。

圖7　MIMO組件用于4Tx乘4Rx連接的射頻相位測(cè)量圖

若使用VCO頻率是倍頻的組件，其結(jié)果如圖8。該圖是畫出由接收通道1取樣到的I值到由接收通道2取樣到的I值，接收通道1是連接到同一個(gè)芯片的某一個(gè)發(fā)射器輸出端，而接收通道2則是連接到系統(tǒng)中另一個(gè)芯片的某一個(gè)發(fā)射器輸出端。在第一張圖中，很容易測(cè)定該LO分頻器是與TX信號(hào)同相，只在時(shí)間軸上有略微的偏移。在第二個(gè)圖中，也很容易測(cè)定兩組件之間的TX信號(hào)大約超出相位180度。在這些組件中，LO分頻器是自行運(yùn)作的，因此相位不能預(yù)先測(cè)定，然而一旦進(jìn)行測(cè)量，且產(chǎn)生信號(hào)的相位是已知的，正確的偏移補(bǔ)償可用于實(shí)現(xiàn)波束成型算法。同理，采用了四或三倍頻的VCO/信道頻率組件中，其四個(gè)可能的相位如圖9所示。

圖8　MIMO組件射頻相位測(cè)量I的數(shù)據(jù)，左圖為0度、右圖為180度，外接LO驅(qū)動(dòng)。與理想相位之間的偏移是由于輕微的電線長(zhǎng)度不匹配。

圖9　另一組MIMO組件射頻相位測(cè)量數(shù)據(jù)，其射頻相位為0、+90、-90和180度都有可能，因?yàn)槭怯煤铣善鬏敵龇诸l器，并外接LO驅(qū)動(dòng)。為每個(gè)新的工作頻率下的調(diào)相都會(huì)測(cè)量到，并保持下去。

由于組件使用直接轉(zhuǎn)換，這個(gè)通過(guò)功率檢測(cè)器和通過(guò)接收器測(cè)量的信號(hào)，須要從信道的中心被偏移。這些組件包括了能夠生成偏移連續(xù)(Continuous Wave, CW)音，在這里是指TestTone的功能，方便進(jìn)行相位測(cè)量。當(dāng)基帶頻率同步時(shí)，TestTone將在兩個(gè)組件上產(chǎn)生同樣的相位。很容易依照所產(chǎn)生數(shù)據(jù)樣本的結(jié)果來(lái)做直接比較和相位測(cè)量。

使用交叉耦合發(fā)射器，以同樣的方式，系統(tǒng)可以利用這一技術(shù)來(lái)測(cè)定芯片之間的調(diào)相，以建立任何N×N規(guī)模的MIMO數(shù)組。對(duì)于成本非常敏感的應(yīng)用，交叉耦合技術(shù)在利用芯片內(nèi)建合成器的情況下，還是可以應(yīng)用在組件上。雖然內(nèi)部LO的相位不像外接LO的情況下可以預(yù)測(cè)，但仍然可以用同樣的方式測(cè)量，在給定頻率的命令之下，組件之間的相位關(guān)系仍將保持不變。這對(duì)要求成本效益更高的解決方案還是有幫助的，而相較于最佳EVM的解決方案，只有些微不利的影響。

寬帶無(wú)線接入基站使用了MIMO和射頻波束引導(dǎo)技術(shù)，以實(shí)現(xiàn)最大的覆蓋范圍和細(xì)胞負(fù)載量。成功實(shí)作的關(guān)鍵是測(cè)量RF信號(hào)相位的能力與基帶取樣頻率的同步。

整合型收發(fā)器的性能已經(jīng)取得重大進(jìn)展，使其可以用在新的設(shè)計(jì)中。使用上述的技術(shù)，通過(guò)整合型組件可節(jié)省的可觀電力、重量、組件數(shù)量以及最重要的成本，這些應(yīng)用產(chǎn)品便可以達(dá)到優(yōu)越的性能。

作者：Rick Myers，ADI半導(dǎo)體公司