從頻率計(jì)數(shù)與合成到傳感器信號(hào)調(diào)整等很多應(yīng)用都需要將RF 信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字邏輯電平。在這些情況下，設(shè)計(jì)者一般采用一個(gè)高速電壓比較器完成RF到數(shù)字信號(hào)的轉(zhuǎn)換工作。由于電壓比較器具有高增益，它們一般有很好的靈敏度，但也會(huì)帶來一些問題。高速比較器價(jià)格高，很難找到現(xiàn)成的商品，并且易于被快速淘汰。

圖1中的電路可以為高達(dá)180 MHz的頻率提供一種有吸引力的方案。設(shè)計(jì)中的IC是一個(gè)74LVCU04極高速CMOS六反相器，可以是采用現(xiàn)成的，也可以從很多來源獲得。此外，很多設(shè)備中可能已經(jīng)含有三個(gè)未用到的反相器。一個(gè)反相器IC1A作為線性前置放大器工作，構(gòu)成轉(zhuǎn)換器的輸入級(jí)。偏置電阻R3使反相器的輸入、輸出電壓平均在電源電壓的一半處[VO1=VI1=(VDD/2)]，從而使反相器進(jìn)入自己的線性區(qū)。由于在RF段上，極高速CMOS反相器的交流增益相對(duì)較低，(VO1/ VI1)≈7，前置放大器后要增加一個(gè)增益級(jí)。增加的反相器級(jí)聯(lián)方案在低頻和直流下，當(dāng)沒有施加RF信號(hào)源時(shí)穩(wěn)定性不佳。

圖1中的電路采用了一種基于施密特觸發(fā)器和放大器電路的拓?fù)洌↖C1B和IC1C），從而解決了這個(gè)問題，它包括一個(gè)與頻率有關(guān)的正反饋網(wǎng)絡(luò)，由R1、R2、CD1和CD2構(gòu)成。隨著輸入頻率的不同，網(wǎng)絡(luò)可表現(xiàn)出兩種特性：在高頻時(shí)，去耦電容器對(duì)CDC1和CDC2將反饋電阻器R1短路，從而抵消了由正反饋網(wǎng)絡(luò)R1、R2與反相器IC1B的輸入電容引起的時(shí)間常數(shù)。因此，在高頻下，三個(gè)反相器IC1A、IC1B和IC1C表現(xiàn)為三個(gè)級(jí)聯(lián)的高速放大器，可以實(shí)現(xiàn)最佳的輸入信號(hào)帶寬。在直流和低頻時(shí)，耦合電容器對(duì)CD1和CD2的影響可以忽略不計(jì)，而反相器IC1B、IC1C與正反饋網(wǎng)絡(luò)R1、R2可以起到一個(gè)施密特觸發(fā)器電路的作用。為了對(duì)VS的輸入靈敏度與確保比較器輸出的無條件穩(wěn)定之間做出折衷，要對(duì)施密特觸發(fā)器輸入VO1處的高、低閾值電壓VTH和VTL做出選擇。公式1和公式2分別設(shè)定高、低閾值電壓：


為中和較高頻率時(shí)靈敏度下降問題，在比較器的輸入端增加了一個(gè)由L1和C1構(gòu)成的低Q阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。由于設(shè)計(jì)目標(biāo)是在高至160 MHz獲得可接受的靈敏度，因此網(wǎng)絡(luò)將50Ω的RF源與運(yùn)行在150 MHz的IC1A的輸入阻抗ZI1作匹配。不幸的是，數(shù)字IC 的制造商通常不會(huì)說明邏輯器件的輸入阻抗。因此在設(shè)計(jì)匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)，首要任務(wù)是用Agilent（www.aglent.com）的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量第一個(gè)反相器IC1A輸入VI1的散射參數(shù)S11。圖2顯示了反相器S11參數(shù)的史密斯特性圖。

已知 

其中ZC=50Ω，可以用圖2中的數(shù)據(jù)提取第一個(gè)反相器在所需頻率處的輸入阻抗。在150 MHz時(shí)，得到ZI1= 106.1Ω-j 116.7Ω（在圖2的標(biāo)記4處）。要確定匹配網(wǎng)絡(luò)中各元件的值，可以用任何一種軟件工具（參考文獻(xiàn)1與2）。如果你不熟悉史密斯特性圖的計(jì)算，也可以用下列方法進(jìn)行分析：

1. 用串-并轉(zhuǎn)換公式（公式4和5），將第一個(gè)反相器的輸入阻抗轉(zhuǎn)換為并聯(lián)形式：


將這些公式用于150 MHz時(shí)，得到：RP=233Ω，XP=213Ω。（在150 MHz下，XP代表輸入阻抗，CP=5 pF。）

2.算出第一個(gè)反相器輸入阻抗RP和50Ω RF源之間實(shí)現(xiàn)匹配的網(wǎng)絡(luò)匹配初始值。用公式6和7計(jì)算出匹配網(wǎng)絡(luò)中各元件的值（參考文獻(xiàn)3）。


將這些公式用于150 MHz，得到L1≈100 nH，C1 +CP≈8.7 pF。

3. 從式7中減去反相器的輸入電容CP =5 pF，計(jì)算出C1的值：

搭建電路時(shí)，使用最接近于計(jì)算值的標(biāo)準(zhǔn)元件：L1=100 nH，C1=3.6 pF。如圖3中輸入頻率與靈敏度的關(guān)系曲線所示，100 MHz ~ 170 MHz頻率時(shí)電路的靈敏度增加，這清楚地證明了阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的有效性。可以在選定頻率下將這種方法用于其它感興趣的任何頻率段，實(shí)現(xiàn)電路靈敏度的優(yōu)化。在10 MHz~180 MHz輸入信號(hào)范圍內(nèi)，RF至數(shù)字邏輯轉(zhuǎn)換器的功耗變化不大。最差條件下，3.3V供電電壓下消耗的電流不超過58 mA。

參考文獻(xiàn)
1. Smith tool, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
2. Ansoft Designer: Student Version, Ansoft Corp, www.ansoft.com.
3. Bowick, Chris, RF Circuit Design, HW Sams & Co, Indianapolis, IN, 1988